技術博客
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針對高串電池包（>12串）應用的大電流解決方案
目前，芯洲推出針對高串電池包（>12串）應用的大電流DC/DC產品SCT2A25/2A27供大家選型。具體性能如下介紹 1.1 基本性能 1.1.1 SCT2A25 1.1.2 SCT2A27 ? 1.2 可靠性 1.2.1 SCT2A25 1.2.2 SCT2A27 1.3 DEMO測試效率 1.3.1 SCT2A25 ?? 1.3.2 SCT2A27 介紹完芯片性能，接下來介紹下市場應用。SCT2A25/2A27經過市場驗證，廣泛應用于二輪電動車GPS/儀表盤/BMS/電機驅動，以及PoE工業交換機等。詳細如下 2.1 二輪車應用 2.1.1 電機驅動 ?? 2.1.2 儀表盤 2.1.3 GPS 2.2 工業應用 2.2.1 PoE工業交換機 2.2.2 園林工具 芯洲科技簇擁市場，為客戶提供最快、最好的支持和專業解決方案。公司追求誠實守信、持續創新、合作共贏的企業精神，和在不斷拼搏中茁壯成長的中國集成電路產業一起砥礪前行。
2022-10-19了解詳情
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SCT12A1 在輸出硬短路下的負載斷開保護功能介紹
對于升壓型電源轉化器（Boost DC/DC Converter，后文簡稱Boost），無論同步類型還是非同步類型，輸入端與輸出之間由于轉化器架構的制約，始終存在一條由輸入端、經電感、再經二極管（非同步升壓轉換器）或開關MOSFET（同步升壓轉換器）的體二極管、至輸出的電流通路。由于這條電流通路的存在，即使設備處于關閉狀態，輸出端始終有電壓輸出。這種在系統啟動前不期望的輸出電壓，不僅會導致系統閉鎖或故障，而且會增加系統的待機功率損耗。同時，在此種情況下，如果輸出不慎接地短路，升壓轉換器輸入與地形成通路導致瞬間電流過大，進而損壞器件，并在負載電路端造成災難性故障。針對上述問題，本文將詳細介紹SCT12A1負載斷開功能（芯洲專利設計）在輸出硬短路（Hard short）狀況下的硬短路保護功能，有效提高升壓電源轉化器的可靠性。 圖1為典型開關型DCDC 升壓轉換器電路，包括開關管Q1， 續流管Q2，儲能器件電感L，輸出電容Cout。 圖1. ? Boost基本結構 在一個開關周期里，當開關閉合的時候，續流管Q2關斷，輸出電容Cout存的電荷與前級電感L和開關管Q1斷開（此時Cout與電感L通過續流管Q2的寄生體二極管電氣連接，由于該體二極管導通能力非常弱，故在介紹Boost型DCDC轉換器時候簡化為此時Q1與L斷開），對后級電路放電。電感L， 開關管Q1與輸出形成獨立回路。電源對電感充電，電感L儲能。開關斷開，由于電感的電流方向不能突變，電流繼續從電感近輸入端一側流向輸出端側，續流管導通，此時，電感和電源的極性一致，給電容充電。在開關型DCDC升壓轉換器停止工作的狀態下，一旦存在輸入電壓，從輸入端經電感L，再經續流管Q2體直至輸出端，從在一個不可避免的電流通路。由于這個通路的存在，即便轉換器在停止工作狀態下，輸出端依舊有電壓存在，既輸入電壓。也就是常說的負載未完全斷開。在使用升壓型DCDC轉換器的電子器件中，負載的未完全斷開，會增加整個系統關機狀態下的功耗。對于現在越來越多的電池供電的移動設備，關機狀態下的功耗會一次充電下電池的續航時間，也就是終端消費者口中的“電池漏電”現象。同時，由于輸出端在關機狀態下始終有電壓存在，一旦發生輸出端短路，輸入端與地之間形成直接通路，瞬間產生巨大電流，但又不能通過關機的方式來保護整個系統，進而帶來損壞轉換器有源器件和整個負載系統的風險。 ? 針對Boost存在不可控電流路徑的問題，SCT12A1提供了如下解決方案，在轉換器輸出和負載端插入P溝道型MOSFET來斷開負載并提供輸出端短路保護。P型MOSFET的源極連接到SCT12A1的VOUT引腳。在VOUT引腳和P型MOSFET的源極需要接輸出電容，以維持控制回路的穩定性。 SCT12A1硬短路保護功能的打嗝時間可以通過SS引腳與地之間電容容值不同進行調節。當硬短路保護被觸發之后，SS引腳復位對地放電，內部5μA的電流源對SS引腳外接的電容進行充電。當SS電壓超過1.2V后，再一次啟動打嗝。打嗝時間可以通過公式1計算得到。 t_SS=(C_SS* ?V_REF)/I_SS (1) 其中： tSS ：軟啟動時間 VREF: 內部參考電壓 1.2V CSS：SS引腳的對地電容 ISS：內部對SS引腳充電電流 5uA 外部P-FET選擇 P-FET置于Boost輸出端和負載端之間。發生短路時, VOUT_LOAD短路，而VOUT依舊正常輸出。 圖2. ? 短路時P-FET兩端電氣特性 硬短路保護時，Boost輸出端在P-FET導通時候可以直接等效計算： V_DS=V_OUT I_(DS_DC)=I_OUT 外置P-FET的安全工作區（Safe Operation Area, SOA）需要謹慎遵守。短路保護過程中，產生的熱可以這樣計算： Q_FET=1/2×V_OUT×I_SHORT×t_SHORT 例如，VOUT=12V, ISHORT=15A,tSHORT=60us，這樣這樣短路過程產生的熱QFET為5.4mJ。 選擇外置P-FET選擇外置P-FET時候，需要流出足夠的裕度，以保證P-FET在短路事件中不會被毀壞。接著上面假設的應用條件，在12V-VOUT/1A-IOUT的條件下，P-FET的選擇應該需要滿足這樣的要求： V_DS≥12 V I_(DS_DC)≥1A SOA>3.6 mJ 外部FET選擇示例 FDMC612PZ -20VDS，-14A Id, 10nC Qg Fairchild CSD25404Q3 -20VDS, -18A Id, 10.9nC Qg Texas Instruments 圖 3. ? Fairchild FDMC612PZ SOA 圖?4. ? TI CSD25404Q3 SCT12A1硬短路保護應用波形 圖 5. ? 0A負載下輸出硬短路（PFM） VIN=3.6V, VOUT=9V, Ta=27oC 圖6. ? 3A負載下輸出硬短路（PFM） VIN=3.6V, VOUT=9V, Ta=27oC 參考設計文獻： SCT12A1硬短路（Hard Short）保護 ? SCT12A1產品介紹 SCT12A0產品介紹
2021-12-29了解詳情 -
無線充電功率發射端電源解決方案
SCT63240 SCT63140 高性能全橋功率級PMIC，高集成度，簡化設計。獨立PVIN, VIN管腳設計，支持功率級調壓范圍1V~17V, 1V~15V。 SCT9339 SCT233X DCDC轉換芯片采用峰值電流控制模式，支持100%占空比工作，定頻調壓無需輸入輸出旁路Bypass電路，降低成本、器件和焊點數量。SCT9339帶有散熱盤的ESOP封裝，高效低溫升。SCT233X TSOT23 小尺寸封裝，PCB小型化、薄型化。 芯洲科技為無線充電方案商IDH和客戶提供高性價比和高品質的電源解決方案。 詳情：/asp_bin/file/20200103/20200103161401_89436.pdf
2021-12-29了解詳情 -
SCT2A10多串鋰電池管理系統(BMS)應用設計
1 多串鋰電池管理系統（BMS） 多串鋰電池管理系統(BMS)位于電池包內部，與電池電芯組直接相連，負責監控電池芯狀態，包含其電壓、電流、溫度等信息。同時，控制電池包與后級負載通斷狀態，保證鋰電池包在安全狀態下工作。 BMS一般由信號鏈路和電源兩部分組成。信號鏈路部分由模擬前端AFE、NTC電阻、電流采樣器完成對電池的采樣監測；主控MCU負責依據電池采樣監測信息進行系統控制，通訊接口通常為CAN接口負責與后端上位機通訊。電源部分包括降壓DCDC轉換器和功率開關管。降壓DCDC負責從多串電池取輸入電壓轉換成BMS系統內部供電電壓。功率開關管主要職責在于依據MCU發出指令，將電池電芯與負載進行導通或者隔絕。 圖1, 多串鋰電池管理系統 (BMS) 2?SCT2A10在多串鋰電池管理系統(BMS)中的應用設計 芯洲科技高輸入電壓范圍，同步降壓轉換器SCT2A10為多串鋰電池管理系統提供完整、高性能和高可靠性方案。SCT2A10輸入電壓范圍為4.5V至85V、輸出電壓可調，輸出電流為0.6A的同步降壓DCDC轉換器。芯片內部集成了功率MOSFET管，導通電阻分別為上管800mΩ，下管500mΩ。采用COT谷值電流控制模式，內部集成回路補償并減少外圍器件數量，為用戶簡化了設計并降低了整機成本。SCT2A10的封裝為ESOP-8，提供良好的散熱。該芯片具備輸出電壓過壓保護，開關谷值電流限制和過熱保護，為實際應用中的安全性提供多重保障。 ? ? ? ? ? ???圖2, SCT2A10 BMS電源設計架構 下面以常見的12串鋰電池管理系統(BMS)為例，詳細解釋SCT2A10設計具體步驟。圖3是SCT2A10典型應用原理圖。 圖3，12V輸出原理圖 設計目標參數 參數 目標 輸入電壓 48V （典型值） 輸出電壓 12V 最大輸出電流 600mA 開關頻率 500 KHz 系統啟動電壓 36V 系統關斷電壓 30V 輸出電壓紋波 100mV 負載動態70mA~530mA，變化率250mA/us R_5=(V_OUT/V_REF-1)*R_6 (1) 針對12V輸出電壓： I=12/(R_5R_6 ) (3) ? ? ? ?因此，分壓電阻橋等效阻值過小，會導致支路通過電流偏大，影響整體轉換效率；等效阻值過大，支路通過電流過小易遭受干擾，導致整體電路工作不穩定。推薦R6選擇10K~30K之間常見阻值，這里選用20K。 R6=20K?，R6=280K? 為了增強系統抗噪聲能力和負載動態響應速度，建議在分壓電阻橋與FB管腳之間加入一個2K電阻R4，與R5并聯一顆前饋電容C8 100p， R6=20K?，R5=280K?，R4=2K?，C8=100p。 2)? 頻率設置 SCT2A10頻率設置通過RT管腳對地接入頻率設置電阻完成，頻率設置電阻值和頻率的關系如下： 5K?fsw(KHz) (4) 針對500KHz fsw, R5=500K?，選取E-96常見電阻表中常見阻值： R5=499K? 3)? 電感選擇 在做電感選擇的時候需要考慮很多因素，包括電感量，飽和電流，均方根電流，直流寄生電阻等，這些因素通?；ハ嘀萍s。例如，較大的電感量帶來較小的電感電流紋波，提供較小的輸出電壓紋波，但是較大的電感量通常電感體積大、飽和電流小? 和直流寄生電阻大為代價。所以經驗上電感的選擇從確定電感電流紋波（ILPP）為切入點,ILPP通常選輸出最大電流的20~50%的經驗值。 電感量L選擇： L=(V_OUT*(V_IN-V_OUT))/(V_IN*I_LPP*f_SW) (5) ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ?? 由于電感電流紋波隨輸入電壓變化，通常使用最大輸入電壓來確定最小電感量，以此來確定電感量的下線。公式如下： I_LPEAK=I_(OUT_MAX)I_LPP/2 (7) (I_(OUT_MAX))〗(I〗^2) (8) SCT2A10采用谷底電流檢測方式，其過流保護0.8A為谷點電流。在做電感額定電流和飽和電流選擇的時候，通常以過流保護點為最大輸出電流。 由此計算得 ILPEAK=0.96A,ILRMS=0.805A。 本設計推薦WE 7447709820,電感量82uH,額定電流2.75A，飽和電流3.4A。 L=82uH 4)? 輸出電容選擇 輸出電容值決定電路靜態輸出電壓紋波和動態響應性能。 靜態輸出電壓紋波由兩種原因造成：一是電感紋波電流通過輸出電容等效寄生電阻（ESR）；另一個是電感紋波電流對輸出電容進行充電和放電。陶瓷電容ESR很小，因此在陶瓷電容為輸出電容的電路中，靜態輸出電壓紋波主要由上述第二種原因造成。 f_SW〗
2021-12-29了解詳情 -
SCT12A0,SCT12A1針對藍牙音箱應用的負載斷開設計
1?藍牙音箱應用的特殊要求 隨著物聯網時代的到來，無線連接的可移動娛樂設備越來越為大眾喜愛甚至追捧。作為該趨勢的分支市場，藍牙音箱市場迅速發展。同時，消費者的認知程度與產品要求不斷提高。 當下市場的需求可以分為兩個重要方面：一，外形時尚、輕便易攜；二，高保真音效和較長的播放時間。第一項要求屬于工業設計范疇，不在本應用筆記討論的范圍內。但是，輕便易攜的市場需求限制了藍牙音箱的整機重量。而藍牙音箱的整機重量里，電池占最大權重，電池大小與其容量直接相關。因此，對整機重量的限制實際是限制了內置電池的容量。第二個要求中，無論是高保真的音效還是較長的播放時間，都是高功耗的電氣需求，需要相對大的電池容量作為支撐。兩個市場需求在產品設計中相互矛盾并制約。 為了解決上述矛盾：采用相對大的電池容量（3000mAh左右）和降低功耗的系統解決方案。在客戶可接受的整機重量下，最有效的利用電池電量。 Figure 1. 藍牙音箱結構圖 對于輸出功率10W以上的藍牙音箱，功率放大器（簡稱PA）需要一個相對高的電壓（比如12V，甚至更高）將輸入音頻信號進行放大并保持低于1%的失真度，因此電源系統架構上面需要在PA和鋰電池之間放置BOOST升壓芯片，用來將單節4.2V 的鋰電池電壓升壓。 在BOOST停止工作的狀態下，一旦存在輸入電壓，從輸入端經電感L，再經續流管（Q2寄生體二極管）直至輸出端，存在一個不可避免的電流通路。由于這個通路的存在，即使升壓轉換器在停止工作的狀態下，輸出端依然有電壓存在(即輸入電壓)，也就是常說的負載未完全斷開。這種現象會增加整個系統關機狀態下的功耗。對于越來越多的電池供電的移動設備，關機狀態下的功耗會大大降低一次充電下電池的續航時間，也就是消費者口中的“電池漏電”現象。因此，藍牙音箱應用要求對BOOST進行負載完全斷開設計。 Figure ?2. BOOST 升壓轉換器 2?基于SCT12A0的負載斷開設計 SCT高功率密度全集成BOOST轉換器SCT12A0，支持 2.7V到14V的寬輸入電壓和最大到14.6V的輸出電壓，功率開關管的開關電流可高達12A。SCT12A0的負載斷開設計如下圖Figure 3所示，在BOOST電感L1和電池正端Battery+之間加入P溝道MOSFET Q1（（簡稱‘PMOS’）及其驅動電路（驅動電路包括D1，R11，C4，Q2，R11和C4）。當Pwr_On信號為高時，Q2導通，Q1的門級（G）被拉低,Q1導通，VIN=VBAT；當Pwr_On信號為低時，Q2關斷，Q1的門級（G）通過R11拉高到Vbat,Q1關斷，VIN≠VBAT。 Figure 3. SCT12A0 負載斷開設計電路 3?基于SCT12A1的負載斷開設計 SCT12A1為SCT12A0的升級產品，全集成同步BOOST升壓轉換器。內部集成上下功率MOSFET管，導通電阻分別為13m?和下管11m?，支持 2.7V到14V的寬輸入電壓范圍和最大到14.6V的輸出電壓。功率開關管的開關電流可高達12A，并可以通過外接電阻進行限流閾值的設置。該轉換器轉換效率高達92%的效率（ VIN=3.6V, VOUT=9V, IOUT=3A），并且通過控制輸出端的PMOS實現升壓轉換器輸出和負載電路的斷開與隔離，全面滿足藍牙音箱應用中對BOOST高效率和與后級負載完全斷開的要求。 同時，SCT12A1為實際應用提供輸出短路保護。在檢測到輸出電流過流或者輸出對地短路時，SCT12A1啟動短路保護機制，通過打嗝工作模式最大限度地降低功耗。 Figure?4. SCT12A1輸出短路打嗝保護工作模式時序 當內部上管MOSFET的過電流觸發負載斷開保護，SS引腳復位，升壓轉換器停止開關。當SS引腳再次充電達到1.2V，轉換器恢復正常開關，并開通P溝道MOSFET。當故障消除后，SCT12A1自動恢復正常工作。SCT12A1的打嗝保護，用戶可以通過外部引腳SS電容調節打嗝時間。關于輸出短路保護的詳細介紹，請參見芯洲科技應用筆記《SCT12A1輸出短路保護》。 傳統BOOST實現與負載斷開功能的PMOS置于BOOST升壓輸入與電池之間的輸入通路上，而基于SCT12A1的設計里PMOS位于輸出通路上。由于BOOST的輸出電流遠小于輸入電流，因此為了得到相同的轉換效率，SCT12A1的設計可以選擇較大等效導通阻抗的PMOS，節約成本；或者選擇相同等效導通阻抗的PMOS，獲得更高的轉換效率。 3.1?針對常規應用的負載斷開設計 Figure 5為SCT12A1針常規應用的負載斷開設計。在BOOST輸出端和負載端之間插入P溝道MOSFET來實現負載的完全斷開。選擇一個較低的導通電阻斷的P溝道MOSFET Q1降低對效率的影響。P溝道MOSFET的源極需要連接到VOUT引腳。在VOUT引腳和P溝道MOSFET的源極需要連接輸出電容，以維持控制回路的穩定性。 連接ENPGATEZ引腳到地，啟用SCT12A1負載斷開保護功能。連接到柵極Q1的PGATE具有恒定對地抽取電流能力和電阻上拉能力。SCT12A1啟動時，內部電路控制P溝道MOSFET軟啟動以輸入減小浪涌電流。當外部P溝道MOSFET柵源極電壓差低于閾值電壓，Q1打開，負載連接到VOUT。 同時，PMOS兩端的電容（如Figure 5.中C3，C4，C5，C6，C7）,既保證了整個設計系統的穩定性，又可以根據負載情況的不同靈活選擇合適的容值。一般來說，2個22μF X5R陶瓷電容可以滿足絕大多數常規應用。需要注意的是，在較大容性負載（680 μF）,則需要采用下一章節中介紹的電路設計，后文中將詳細論述。 Figure ?5. SCT12A1常規應用負載斷開設計 在8.4V輸入，12V輸出以及3A負載條件下，測試波形如Figure 6 中所示：在Ext-EN為高時，PMOS打開，此時BOOST-out=12V、PMOS-out=12V，說明PMOS被正常開啟；在Ext-Enable低，PMOS關斷，BOOST-out緩慢泄放，PMOS-out由于負載迅速拉低，說明此時PMOS被順利關斷。但是，在超大電容負載的帶載啟動應用中，本設計易觸發SCT12A1的短路保護機制。 Figure ?6. SCT12A1啟動測試波形 3.2?針對輸出級大電容（>680uF）負載斷開設計 ? ? ? ? 如SCT12A1數據手冊中介紹，SCT12A1通過控制PMOS的導通和斷開對芯片過流保護。過流保護判斷的依據為：上管過流或者Vout發生的過流保護會引入可聽見的噪音問題。
2021-12-29了解詳情 -
升壓型DCDC轉換器（BOOST）降低輻射EMI的方法
1?升壓型DCDC轉換器（BOOST）輻射EMI分析 圖1是典型的同步BOOST電路，由輸入電容Cin，電感L，有源開關器件Q1, Q2以及輸出電容Cout組成。同時形成4個回路，其中回路2， 3（紅色）為開關電流斷續回路，高di/dt, dv/dt。因此, SW節點震鈴明顯。圖中回路1 （藍色）為電流連續回路，電感電流連續，高頻噪聲主要來源于SW節點開關高頻噪聲的傳導?；芈?（藍色）為電流連續回路。但是，由于Q2電流斷續，Cout的容值大小以及位置決定了回路4中Vout節點高頻噪聲幅值。 圖 1?BOOST 開關回路分析 以芯洲科技BOOST SCT12A0 EVM為例，圖 2為SW節點典型的開關波形（輸出僅放置Bulk電容）。SW開關節點振鈴幅值高達10V, 震蕩頻率為200MHz左右。 圖 2??SW 開關節點波形 圖3是對應于圖2的實際輻射EMI測試結果，采用3m方法，藍色為垂直方向，紅色為水平方向。測試結果顯示噪聲在頻域上的峰值在200MHz附近，與時域測試結果圖2吻合。因此抑制輻射EMI峰值意味著需要大幅度降低SW節點的振鈴幅值，以及振鈴周期數。 圖 3? 輻射EMI測量幅值（CE測試標準） 2??BOOST輸出電容選擇 如圖1所示，BOOST的Cout選擇有幾個關鍵因素，1）輸出紋波幅值， 2）系統穩定性需求，3）SW節點的振鈴幅值, 4)輸出電容耐壓等級（陶瓷電容容值隨耐壓增加而衰減）。其中 1），3），以及4）與SW節點振鈴幅值，輻射EMI息息相關。 圖 4?SCT12A0 原理圖 圖1中輸出回路3（包含Q2, Cout）是斷續回路，必須連接一個100nF~1uF去耦電容，該去耦電容對于降低SW振鈴幅值有著關鍵作用。以SCT12A0為例，圖4為典型SCT12A0應用，C6為去耦輸出電容，C7為輸出大容量Bulk電容。 為了獲得低的輸出紋波，建議選擇低ESR陶瓷電容， 通常3~4顆 22uF的X5R電容可以滿足大多數應用。更大的容值有利于輸出電壓動態響應。鑒于陶瓷電容隨著電壓增加，容值減小的特性，建議選擇電容耐壓時考慮留有足夠的裕量。例如輸出電壓12V，建議至少選擇20V或者25V耐壓電容以維持足夠有效的電容值。 根據輸出紋波幅值要求，可以利用公式 (1) 和（2）計算最小需求電容值 COUT。 (V〗 (1) (2) 這里： ·?Vripple_C 輸出紋波幅值 ·?Vripple_ESR 輸出電容ESR導致紋波 · VIN_MIN最低輸入電壓 · VOUT 輸出電壓 · IOUT 輸出電流 · ILpeak 電感電流峰值. · ?SW 開關頻率 · ESR 輸出電容ESR值. 3 Boot版圖注意事項 正確的PCB版圖是降低輻射EMI的必要條件，以SCT12A0為例，下文詳述幾點版圖注意事項。 圖?5?SCT12A0 版圖 1) 由于輸出回路是開關回路，高di/dt, dv/dt。減小回路面積至關重要，輸出回路去耦電容C6必須放置在離VOUT, GND管腳最近的位置，從而降低SW振鈴幅值，如下圖5紅色箭頭所示。利用NC 管腳作為輸出功率地，從而更近一步降低輸出回路面積，VOUT, NC管腳鋪銅盡量寬； 2) 由于SW的高頻振鈴同樣會耦合至輸入端，輸入bulk電容需要盡量放置離電感，GND近的位置以減小輸入回路面積。輸入端去耦電容同樣需要離VIN端越近越好； 3) 下層大面積鋪地，降低地回路阻抗。采用8mil的過孔連接上下大地，降低熱阻； 4) 從系統穩定性考慮， AGND與PGND單端相連，通過散熱焊盤底部相連，（散熱焊盤同時也是功率地）。當VOUT添加上C6去耦電容，并嚴格按照版圖注意事項布板，測試波形如下圖6所示。SW振鈴幅值降低到6V，同時震蕩明顯周期變少。 圖 6 添加去耦電容C6, 測試波形 4?SW開關節點噪聲吸收電路選擇 ?在SW開關節點添加對地的RC高頻噪聲吸收電路如圖7所示，可以直接降低SW節點振鈴幅值，該吸收電路通過降低dv/dt來降低SW節點振鈴幅值，因此該電路會犧牲BOOST效率,在1%以內。 圖 7?SCT12A0采用SW節點振鈴吸收電路 以SCT12A0系統為例，SW高頻噪聲在200MHz附近，因此選擇Rs=2Ohm, Cs=2nF。圖7為SW節點加上該吸收電路，測試結果為圖8所示。相比于圖2所示，SW幅值大幅降低（藍色=SW, 綠色=VIN AC）。 圖 8?添加SW振鈴吸收電路，測試波形 圖9為添加SW節點RC吸收電路后輻射EMI測試結果。相較于圖3，EMI峰值下降了20dB.該測試結果是基于SCT12A0 EVM測試，無系統級EMI過濾器。 5 磁珠的選擇 在系統級應用中，如果需要進一步降低輻射EMI，貼片式磁珠是最簡單的選擇。關于磁珠的選擇，有下列幾個注意事項。 1) 磁珠的頻率需要覆蓋高頻噪聲頻段，根據圖3，該磁珠需要在100MHz~300MHz頻段表現為高阻抗值。 2) 磁珠的飽和電流需要30%高于實際工作的峰值電流 3) 磁珠的等效阻抗越低越好，有利于減少磁珠帶來的功耗。 圖 9?輻射EMI測試結果（帶RC吸收電路） 6 引用 1)?? SCT12A0 產品規格書 2)?? SCT12A0 EVM 使用手冊
2021-12-29了解詳情
